Steuerbarer hybrider plasmonischer integrierter Schaltkreis

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 9983 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wurde erstmals ein steuerbarer hybrider plasmonischer integrierter Schaltkreis (CHPIC) entworfen und untersucht, der aus einer rhombischen Nanoantenne auf Basis eines hybriden plasmonischen Wellenleiters (HPW), einem Polarisationsstrahlteiler, einem Koppler, einem Filter und einem Sensor besteht. Um die Leistung in einen entsprechenden Eingangsanschluss zu steuern, wurde ein 1 × 3-Leistungsteiler auf Graphenbasis mit umschaltbarem Ausgang genutzt. Die Funktionalität jedes Geräts wurde anhand der Finite-Elemente-Methode umfassend untersucht und die Vorteile gegenüber dem Stand der Technik verglichen. Darüber hinaus wurde der Effekt der Verbindung von CHPIC mit den photonischen und plasmonischen Wellenleitern untersucht, um die Leistungsfähigkeit verschiedener Anregungsmethoden des CHPIC aufzuzeigen. Darüber hinaus wurde die Leistung des vorgeschlagenen CHPIC untersucht, das mit drahtlosen Inter-/Intra-Übertragungsverbindungen verbunden ist. Die drahtlose Übertragungsstrecke besteht aus zwei HPW-basierten Nanoantennen als Sender und Empfänger mit der maximalen Verstärkung und Richtwirkung von 10 dB bzw. 10,2 dBi bei 193,5 THz. Der vorgeschlagene CHPIC kann für Anwendungen wie optische drahtlose Kommunikation und optische Inter-/Intra-Chip-Verbindungen verwendet werden.

Photonische integrierte Schaltkreise (PICs) bieten beispiellose und bedeutende Aussichten für die Realisierung herausragender identifizierbarer Merkmale wie kostengünstige und skalierte optische Lösungen in der drahtlosen optischen Kommunikation, Erfassung, Berechnung, Filterung, Spektroskopie, Strahllenkung usw.1. Die Verkleinerung und Integration diskreter Komponenten wie Biegungen, Ringresonatoren, Splitter, Koppler, Sensoren und Antennen bringt neue Konzeptknöpfe und Funktionalitäten mit sich, die in herkömmlichen photonischen Geräten nicht zugänglich sind2. Darüber hinaus können typische diskrete plasmonische und photonische Wellenleiterkomponenten nicht gleichzeitig extrem niedrige Ausbreitungsverluste, schnelle und effiziente rein optische Funktionalitäten unterstützen und ihre Engpässe, wie z. B. Anforderungen an die Beugungsgrenze, nicht überwinden, was dazu führt, dass praktikable Lösungen zu deren Beseitigung gefunden werden müssen Probleme3.

Die Idee, HPW-Komponenten zu verwenden, ist eine der bahnbrechendsten technologischen Möglichkeiten, um die meisten aktuellen Einschränkungen wie übermäßige ohmsche Verluste zu beseitigen und die Funktionsstandards von PICs zu erleichtern, indem mehrere diskrete Komponenten vorgeschlagen werden, die für die Miniaturisierung des Designs integrierter Schaltkreise geeignet sind . Viele Materialsysteme und unterschiedliche Konfigurationen wurden untersucht und für hybride plasmonische Komponenten integrierter Schaltkreise übernommen4. Gute Materialbeispiele für die Entwicklung ultrakompakter, breitbandiger und extrem verlustarmer hybrider plasmonischer integrierter Schaltkreise (HPICs) sind Silizium (Si)5, Indiumphosphid (InP)6, Siliziumnitrid (SiNx)7 und Galliumarsenid (GaAs)8 , Aluminiumnitrid (AlN)9, Siliziumkarbid (SiC)10 und Wasserstoffsilsesquioxan (HSQ), die für eine Vielzahl integrierter optischer Anwendungen äußerst attraktiv sind11. HSQ wird häufig für die hochauflösende Elektronenstrahllithographie (EBL)12 photonischer Geräte genutzt und ist mit den meisten Materialien und Herstellungsprozessen vollständig kompatibel. Im Prinzip bringt es zwei große Vorteile mit sich: hohe Integrationsdichte und Kompatibilität mit der komplementären Metalloxid-Halbleitertechnologie (CMOS). Darüber hinaus erleichtert sein nahezu identischer Brechungsindex die Anpassung des bestehenden SOI-Designs (Silicon-on-Insulator) und des Herstellungsprozesses von HPICs.

Außerdem sind HPWs eine Verschmelzung plasmonischer und photonischer Gegenstücke, die einen extrem engen Einschluss, eine Ausbreitungslänge über große Entfernungen bieten und hybride plasmonische Modi unterstützen. Daher revolutionieren sie schnell ein breites Anwendungsspektrum, angefangen bei der traditionellen Verwendung bei der Führung transversaler magnetischer (TM) Mode bis hin zu neuen Bereichen wie optischer Strahllenkung, drahtloser optischer Kommunikation, Erfassung, Berechnung, Filterung, Biegung, Aufteilung und Strahlung optischer Strahlung Signale für ihre Grundfunktionen als unverzichtbare Komponenten in optischen Kommunikationssystemen2,13,14.

Die Zukunft integrierter Schaltkreise wird eine drahtlose Chip-zu-Chip-Kommunikation erfordern, um die durch kabelgebundene Verbindungen verursachten Engpässe zu überwinden. Der unverzichtbare Teil jedes drahtlosen Kommunikationssystems sind Breitbandantennen mit kompakter Größe, ultrahohem Gewinn und Effizienz, die eine hohe drahtlose Datenkapazität von mehreren zehn Terabit pro Sekunde ermöglichen15. Daher hängt die Zukunft der fortschrittlichen Chip-zu-Chip-Kommunikation eher mit der Optimierung der drahtlosen Übertragungsverbindung zusammen, was zeigt, wie wichtig es ist, leistungsstarke Nanoantennen vorzuschlagen.

In diesem Artikel wurde die Idee einer KWK mit großer Reichweite verwirklicht, die unverzichtbare optische HPW-basierte Komponenten wie Nanoantenne, Polarisationsstrahlteiler, Koppler, Sensor und Filter umfasst. Darüber hinaus wurde ein integrierter plasmonischer 1×3-Leistungsteiler auf Graphenbasis mit umschaltbarem Ausgang entwickelt. Darüber hinaus wurde die Leistung von zwei CHPIC-Konfigurationen vorgeschlagen und bewertet, die durch die Verbindung dieser diskreten Komponenten auf demselben und unterschiedlichen Chips entwickelt wurden. Um die Leistung des gewünschten Einzelmode-HPW zu überprüfen, wurden seine Ausbreitungseigenschaften numerisch untersucht und mit der theoretischen Methode der Transfermatrixtheorie verglichen. Darüber hinaus wurde die Funktionalität jeder Komponente einzeln untersucht und ihre Leistung optimiert, wenn sie in das vorgeschlagene BHKW eingebettet ist. Um die Überlegenheit aller entworfenen Komponenten zu zeigen, wurden sie mit anderen veröffentlichten Arbeiten verglichen.

Die hybride plasmonische rhombische Nanoantenne (HPRNA) mit der neuartigen Idee des dielektrischen Direktors wurde vorgeschlagen, um eine drahtlose Inter-/Intra-Übertragungsverbindung zu entwerfen, um die anspruchsvolle Kommunikation verschiedener Schichten eines Chips zu beeinträchtigen. Darüber hinaus wurde die Leistung der drahtlosen Verbindung anhand der Finite-Elemente-Methode (FEM) und der Friis-Gleichung untersucht, um ihre ordnungsgemäße Funktionalität zu bestätigen. Da die vorgeschlagene CHPIC-Anregung möglicherweise nicht direkt durch den Laser erfolgt und die Informationen über einen plasmonischen oder photonischen Wellenleiter an den CHPIC-Eingang übertragen werden, wurde der Einfluss der Kopplung zwischen plasmonischem oder dielektrischem Wellenleiter und CHPIC untersucht. Die erhaltenen Ergebnisse zeigen, dass die Verbindung zwischen CHPIC und photonischem Wellenleiter effizienter ist als die plasmonische. Der vorgeschlagene CHPIC kann unter Verwendung der Standard-CMOS-Technologie und der EBL-Technik hergestellt werden und kann daher mit anderen Elementen in einem optoelektronischen Schaltkreis integriert werden.

Der erste Schritt beim Entwurf eines KWK-Wärmetauschers ist die Auswahl eines Einmoden-HPW, dessen schematische Querschnittsansicht in Abb. 1a dargestellt ist. Das vorgeschlagene HPW besteht aus drei Schichten aus Silber (Ag), HSQ und Silizium (Si) mit den Dicken hm = 150 nm, hL = 25 nm bzw. hH = 400 nm. Diese Schichten werden auf ein Substrat aufgebracht, das aus zwei Schichten aus Siliziumdioxid (SiO2) und Si mit der Dicke \(h_{{{\text{SiO}}_{2} }} = 500\;{\text{nm} besteht. }\) bzw. \(h_{{{\text{Si}}}} = 800\;{\text{nm}}\). Diese Dicken werden auf der Grundlage der technologischen Herausforderungen und Grenzen ausgewählt, um mit der SOI-Technologie kompatibel zu sein und eine Komplexität des Herstellungsprozesses zu vermeiden. Darüber hinaus ist das Si-Substrat in PICs ein Massenmaterial mit einer Dicke in der Größenordnung von Hunderten von Mikrometern, das im Vergleich zur gewünschten Wellenlänge von 1550 nm (193,5 THz) als eine unendliche Schicht betrachtet werden kann16. Daher wird für die Si-Schicht eine Dicke von 800 nm in Betracht gezogen, um die Rechenzeit und den Speicherbedarf zu reduzieren. Darüber hinaus ist die SiO2-Schicht dick genug, um Schäden am Siliziumwafer zu verhindern, einem der am häufigsten zur Entwicklung von PICs verwendeten Substanzen. Außerdem betragen die Breiten von HPW und Substrat Wwg = 170 nm bzw. Wsub = 1600 nm. Die relativen Permittivitäten von HSQ- und SiO2-Schichten betragen \(\varepsilon_{HSQ} = 1,96\) bzw. \(\varepsilon_{{{\text{SiO}}_{2} }} = 1,96\). Obwohl frequenzabhängige optische Phänomene wie die optische Dispersion bei verschiedenen optischen Geräten wie Prismen Vorteile bieten, liegen sie außerhalb des Rahmens unserer aktuellen Untersuchung17. Daher haben wir die Berücksichtigung der optischen Dispersion in unserer Studie weggelassen, da sie nur minimale Auswirkungen auf die Ergebnisse hat. Die relativen Permittivitäten von Ag- und Si-Schichten werden aus Johnson-Christy- und Palik-Daten extrahiert18,19. Es ist zu beachten, dass Silber aufgrund seiner kleinsten Gesamtdämpfungsrate (Γ = 0,02 eV), dem geringsten Verlust, der viel besseren Eingrenzung des Oberflächenplasmonpolaritons (SPP) bei Telekommunikationswellenlängen und dem höchsten SPP-Qualitätsfaktor im sichtbaren Bereich als Metalldeckschicht ausgewählt wird Nahinfrarotregionen und niedrige Herstellungskosten20. Darüber hinaus ist HSQ als amorphe Struktur, die Siliciumdioxid ähnelt und eine gute Haftung auf Siliziumwafern aufweist, aufgrund einiger Vorteile, darunter hohe Gleichmäßigkeit, hohe Ätzbeständigkeit, hohe Auflösung und minimale Auflösung, ein guter Kandidat für die Schicht mit niedrigem Index des vorgeschlagenen HPW Linienkantenrauheit21.

(a) Schematische Querschnittsansicht des Single-Mode-HPW. (b) Verteilung des TM-Modenprofils und (c) elektrische Feldamplitude entlang der y-Richtung, wenn x = 0 bei 1550 nm (193,5 THz).

Die Verteilung der y-Komponente des elektrischen Feldes (|Ey|) des fundamentalen Quasi-TM-Modus bei 1550 nm (193,5 THz) ist in Abb. 1b dargestellt, was zeigt, dass der angeregte TM-Modus eng in der HSQ-Schicht eingeschlossen werden kann. Darüber hinaus wird, wie in Abb. 1c dargestellt, das erhaltene |Ey| aus der analytischen Lösung der Transfermatrixtheorie16 stimmt gut mit dem auf FEM basierenden Ergebnis überein. Der analytische Ansatz zur Ermittlung der Dispersionsrelation des vorgeschlagenen HPW wurde in Abschnitt S1 der Zusatzinformationen vollständig vorgestellt.

Im HPW wird die Wellenausbreitung durch die Wechselwirkung von SPPs und dielektrischen Wellenleitermoden unterstützt. Dieser Wellenleiter besteht aus einer Metallschicht, die zwischen zwei dielektrischen Schichten liegt. Wenn wir einen Hochleistungsmodus in Betracht ziehen, müssen wir das Verhalten des elektromagnetischen Feldes innerhalb des Wellenleiters berücksichtigen. Die Modenbeschränkung wird hauptsächlich durch die Brechungsindizes verschiedener Schichten bestimmt. Beim HPW entspricht die Schicht mit niedrigerem Brechungsindex typischerweise der dielektrischen Schicht neben der Metallschicht, während die Schicht mit höherem Brechungsindex der äußeren dielektrischen Schicht entspricht. Der Unterschied in den Brechungsindizes erzeugt einen Brechungsindexkontrast über die gesamte Wellenleiterstruktur. Im Kontext eines Hochleistungsmodus bedeutet dies nun, dass die Intensität des elektromagnetischen Feldes innerhalb des Wellenleiters hoch ist. Diese hohe Intensität ist mit einer höheren Energiekonzentration verbunden. Der Einschluss einer Mode hängt vom Brechungsindexkontrast ab. Im Fall von HPW bietet die an die Metallschicht angrenzende Schicht mit niedrigerem Brechungsindex einen höheren Brechungsindexkontrast im Vergleich zur Schicht mit höherem Brechungsindex. Dieser höhere Kontrast führt zu einer stärkeren Eingrenzung des Modus innerhalb der Schicht mit niedrigerem Brechungsindex. Die Eingrenzung der Mode innerhalb der Schicht mit niedrigerem Brechungsindex ist vorteilhaft, da die Metallschicht im HPW eine starke Fähigkeit bietet, SPPs einzuschließen und zu führen. Indem wir den Hochleistungsmodus innerhalb der Schicht mit dem niedrigeren Brechungsindex begrenzen, können wir sowohl die verbesserte Feldeingrenzung aufgrund der SPPs als auch den geringeren Ausbreitungsverlust im Zusammenhang mit der dielektrischen Schicht nutzen3,14.

Das Extrahieren von Daten aus Abb. S1 in den Zusatzinformationen zeigt, dass die Ausbreitungslänge des vorgeschlagenen HPW 94,4 μm bei 193,5 THz beträgt, was darauf hinweist, dass sich SPPs ohne starke Dämpfung bis zu 94,4 μm ausbreiten können. Daher sollte der endgültige Footprint des vorgeschlagenen CHPIC 94 μm bei 193,5 THz nicht überschreiten. Andererseits hängt einer der limitierenden Faktoren für die Gestaltung von KWK-Anlagen mit dem Frequenzspektrum von Geräten wie Nanoantennen zusammen. Infolgedessen sollte im gewünschten Frequenzspektrum (180–220 THz) die minimale Ausbreitungslänge bei der Frequenz von 220 THz als maximale Abmessung des entworfenen BHKW betrachtet werden.

Es ist wichtig zu erwähnen, dass die Oxidation von Silber im Laufe der Zeit ein häufiges Problem darstellt, da Silber zur Oxidation neigt, wenn es Luft oder anderen Oxidationsmitteln ausgesetzt wird. Diese Oxidation kann die optischen Eigenschaften der Metallschicht im HPW verschlechtern und seine Leistung beeinträchtigen. Um dieses Problem zu lösen, können verschiedene Strategien eingesetzt werden22:

Schutzbeschichtung Das Aufbringen einer Schutzbeschichtung auf die Silberschicht kann verhindern, dass das Silber direkt der Atmosphäre ausgesetzt wird, was zu einer Verringerung der Oxidation führt. Verschiedene dünne Filme oder Beschichtungen wie Siliziumnitrid (Si3N4) oder Aluminiumoxid (Al2O3) können als wirksame Barrieren gegen Oxidation dienen und gleichzeitig die optischen Eigenschaften des HPW beibehalten.

Einkapselung Durch die Einkapselung der HPW-Struktur in einer Schutzumgebung wie einer hermetisch verschlossenen Verpackung oder einer kontrollierten Atmosphäre kann die Einwirkung von Sauerstoff und Feuchtigkeit auf die Silberschicht begrenzt werden. Dieser Ansatz kann die Oxidation erheblich reduzieren und die Langzeitstabilität des HPW verbessern.

Materialauswahl Die Berücksichtigung alternativer Metalle oder Legierungen mit höherer Oxidationsbeständigkeit wie Gold oder Aluminium kann eine praktikable Option sein. Diese Metalle neigen weniger zur Oxidation und können dem HPW eine verbesserte Langzeitstabilität verleihen.

Herstellung im Reinraum Wenn sichergestellt wird, dass der Herstellungsprozess des HPW in einer kontrollierten Umgebung wie einem Reinraum stattfindet, kann die Exposition der Silberschicht gegenüber Verunreinigungen, die die Oxidation beschleunigen können, minimiert werden. Die Einhaltung strenger Sauberkeitsstandards während der Herstellung kann dazu beitragen, die Oxidationsrate zu reduzieren.

Wie im vorherigen Abschnitt erwähnt, sind HPWs in der Lage, den TM-Modus zu erzeugen und auszubreiten, bei dem das vom Hochleistungsmodus erzeugte Feld auf die Schicht mit dem niedrigen Brechungsindex beschränkt ist, was zu einer Verringerung des Ausbreitungsverlusts führt. Daher hat die Verwendung von HPW zur Entwicklung HPW-gespeister Nanoantennen große Aufmerksamkeit auf sich gezogen, um den Gewinn und die Richtwirkung plasmonischer Nanoantennen zu erhöhen und den Platzbedarf dielektrischer Antennen zu verringern, was für optische drahtlose Verbindungen auf einem Chip geeignet ist. Niveauskala. Daher wird in diesem Abschnitt die Leistung einer HPRNA mit dielektrischem Direktor untersucht, wie in Abb. 2a, b gezeigt.

(a,b) Das dreidimensionale (3D) Schema und die Draufsicht der HPRNA mit dielektrischem Direktor. (c) Reflexionskoeffizient, Verstärkungs- und Richtwirkungsspektren und (d) 3D-Strahlungsrichtwirkung und Verstärkungsmuster von HPRNA bei 193,5 THz. Die geometrischen Abmessungen sind Lwg = 250 nm, La = 915 nm, Lb = 554 nm, LR = 829 nm, Wa = 170 nm, Wb = 70 nm, Wwg = 170 nm, Wd = 225 nm, Ld = 1600 nm und \(L_{sub} \times W_{sub} = 1560 \times 1600\;{\text{nm}}^{2}\). Andere Parameter sind die gleichen wie in Abb. 1a.

Ein einzelner langer HPW weist aufgrund der Impedanzfehlanpassung zwischen Wellenleiter und Freiraum keine hohe Verstärkung und Richtwirkung auf, was dazu führt, dass der propagierte TM-Modus zur Quelle reflektiert wird. Um die Impedanzanpassung zu verbessern, werden bisher die Ideen konischer und aufgeweiteter Strahlungsteile genutzt. Daher wird das Konzept des rhombischen Strahlungsteils verwendet, um die geringe Richtwirkung und die hohen Nebenkeulen zu kompensieren und den Hauptstrahlwinkel eines einzelnen langen HPW23 zu steuern. Bei solchen Nanoantennen spielt der Öffnungswinkel des Strahlungsteils eine wichtige Rolle bei der Steuerung der Hauptstrahlbreite, der Verstärkung und der Richtung des abgestrahlten Musters. Wenn der Aufweitungswinkel der konischen Öffnung nahe bei 90° liegt, nimmt die Diskrepanz zwischen dem aufgeweiteten Teil und dem freien Raum zu, da er als öffnendes HPW fungiert, was zu einer drastischen Verringerung der Fernfeldleistung der vorgeschlagenen HPRNA führt. Daher sollten die HPRNA-Abmessungen optimiert werden, um die gewünschte Richtwirkung und Verstärkung für den vorgeschlagenen CHPIC zu erhalten. Basierend auf der in Ref. 23 vorgeschlagenen Formel zur Schätzung der Fernfeldleistung einer V-förmigen HPW-gespeisten Nanoantenne gegenüber dem aufgeweiteten Winkel und unter Verwendung der Optimierungsmethode und der Festlegung des Ziels, die Richtwirkung von 10 dBi, dem optimierten Winkel, zu erreichen von \(\theta = 36^\circ\) wird erhalten. Andererseits wird zur Optimierung der Schichtdicken das Ziel verfolgt, einen besseren Kompromiss zwischen maximaler Ausbreitungslänge und Gütezahl (FOM) zu erreichen. Um dieses Konzept als wichtigstes Merkmal des vorgeschlagenen CHPIC beizubehalten, wurden die Schichtdicken daher nicht als einer der Parameter zum Erreichen der Zielfunktion in der Optimierungsmethode berücksichtigt. Die Länge des aufgeweiteten Strahlungsteils der HPRNA ist ein weiterer wirksamer Parameter zur Steuerung des Gewinns und der Richtwirkung von Nanoantennen, der auf der Grundlage der Idee in Lit. 24 ausgewählt wird und dann mithilfe einer Optimierungsmethode die beste Länge ermittelt wird.

Um die Simulationsergebnisse zu erhalten, wird die Software CST Microwave Studio verwendet. Der Wellenleiteranschluss wird zur Anregung des vorgeschlagenen HPW verwendet. Um die angeregte Mode im Port zu berechnen, die perfekt mit den Wellenleitermoden im HPW übereinstimmen sollte, um eine geringe Reflexion zu erzielen, wird außerdem der Eigenmode-Solver verwendet. Um das Streulicht zu kontrollieren, ist es wichtig, die Randbedingung „offen“ (Platz hinzufügen) zu wählen. Das HPW wird mit 6.087.458 hexaedrischen Netzkonfigurationen vernetzt, basierend auf der Einstellung des lokalen Netzes und der Aktivierung der adaptiven hexaedrischen Netzverfeinerung mit der Konvergenzbedingung von 1 % maximaler Energievarianz zwischen benachbarten Iterationen, um genaue Berechnungsergebnisse zu erhalten und die Gültigkeit des verwendeten Netzes sicherzustellen. Die genannten Bedingungen für die Vernetzungsstrategie sind notwendig, da eine sehr dünne Graphenschicht, die in einigen Geräten verwendet wird, die in den nächsten Abschnitten besprochen werden, eine geeignete Netzkonfiguration benötigt, um ihre Rolle zu spielen.

Um die Fernfeldeigenschaften der vorgeschlagenen HPRNA mit Direktor zu untersuchen, ist das Rückflussverlustspektrum (S11) in Abb. 2c dargestellt. Es ist ersichtlich, dass die Impedanzanpassung zwischen dem HPW- und dem aufgeweiteten Strahlungsanteil im Frequenzbereich von 185–220 THz erfolgt. Daher ist es möglich, die Antennenleistung in diesem Intervall zu untersuchen, da der Gewinn und die Richtwirkung von HPRNA in diesem Bereich gültig sind. Das 3D-Strahlungsmuster von HPRNA mit Si-Direktor ist in Abb. 2d dargestellt. Es ist ersichtlich, dass ein vollständig horizontales Strahlungsdiagramm mit einer 3-dB-Bandbreite von 43,5° ​​und einem Nebenkeulenpegel von −11,5 dB erreicht wird, was für Punkt-zu-Punkt-Verbindungen in drahtlosen Verbindungen und Netzwerken nützlich ist. In diesem Zusammenhang werden die Fernfeldmonitore im gewünschten Frequenzbereich verwendet, um die Fernfeldkomponenten des HPW abzuleiten, um Verstärkung, Richtwirkung, Effizienz und Strahlungsmuster aus den berechneten Feldern zu erhalten, die im Begrenzungsrahmen des Berechnungsbereichs gespeichert sind. die bei einem Viertel der Wellenlänge weit von der Anregungsquelle entfernt ist, indem die standardmäßigen Nah-Fernfeld-Projektionen der für verschiedene Frequenzen aufgezeichneten Felder durchgeführt werden. Für die Fernfeldstrahlungsmuster wird eine Auflösung von 1° gewählt. Die Verwendung des Si-Direktors verbessert den Gewinn und die Bandbreite der HPRNA. Gemäß Abb. 2c beträgt die Bandbreite der vorgeschlagenen HPRNA mit dielektrischem Direktor 35 THz. Darüber hinaus betragen die maximale Verstärkung und Richtwirkung 10 dB bzw. 10,2 dBi bei 193,5 THz, mit einem Wirkungsgrad von 95,5 %.

Es gibt eine intuitive Erklärung dafür, warum der Si-Direktor das Problem der geneigten Strahlungsmuster im Antennendesign lösen kann. Wenn eine elektromagnetische Welle auf ein dielektrisches Material mit einem bestimmten Brechungsindex trifft, wird die Richtung der Welle an der Grenzfläche zwischen den beiden Materialien gebogen oder gebrochen. Dieser Biegeeffekt kann zur Steuerung der Richtung des von der Antenne ausgesendeten Strahlungsmusters genutzt werden. Bei einem geneigten Strahlungsdiagramm stehen die Wellenfronten der elektromagnetischen Strahlung nicht senkrecht zur Oberfläche der Antenne, was zu einer ungleichmäßigen Verteilung der abgestrahlten Leistung in verschiedene Richtungen führt. Durch die Einführung des Si-Direktors mit einem bestimmten Brechungsindex und einer bestimmten Form können die Wellenfronten gebrochen werden, um ein gewünschtes Strahlungsmuster zu erzielen. Im Wesentlichen fungiert der Si-Direktor als Linse für die elektromagnetische Strahlung, bündelt sie in eine bestimmte Richtung und mildert das Problem der geneigten Strahlungsmuster.

Da die vorgeschlagene CHPIC-Anregung möglicherweise nicht direkt durch den Laser (Eingangsport) erfolgt und die Informationen über plasmonische oder photonische Wellenleiter (dielektrische Wellenleiter) an den optischen CHPIC-Eingang übertragen werden, ist es notwendig, die Auswirkungen der Kopplung zwischen plasmonischen Wellenleitern zu untersuchen oder dielektrische Wellenleiter und HPW auf die Fernfeld- und Impedanzanpassungseigenschaften der vorgeschlagenen HPRNA (siehe Abschnitt S2.1 in den Zusatzinformationen).

Schließlich wird die Leistung der vorgeschlagenen HPRNA mit Si-Direktor in Bezug auf Strahlungseigenschaften wie Effizienz, Verstärkung, Art des Strahlungsmusters und Herstellungsmöglichkeit in Tabelle S1 in den Zusatzinformationen erörtert.

Die wesentliche Idee des HPRNA-Vorschlags ist seine Fähigkeit, aufgrund seines horizontalen Strahlungsmusters, seines hohen Gewinns und seiner Effizienz eine optische drahtlose Verbindung herzustellen, um die elektromagnetische Energie von der Senderantenne zur Empfängerantenne zu übertragen. Folglich wird die Leistung der HPRNA als drahtlose On-Chip-Verbindung untersucht, wie in Abb. 3a dargestellt.

(a) Schematische 3D-Ansicht einer drahtlosen Verbindung, die aus zwei HPRNAs als Sender und Empfänger besteht. (b) E-Feldverteilung zwischen zwei HPRNAs bei 193,5 THz in der xy-Ebene und (c) das Spektrum des Verhältnisses von empfangener Leistung zu gesendeter Leistung (S21) der drahtlosen Verbindung basierend auf FEM-Simulation.

Das Verhältnis der empfangenen Leistung \(\left( {P_{r} } \right)\) zur gesendeten Leistung \(\left( {P_{t} } \right)\) lässt sich aus der Friis-Gleichung16 berechnen:

wobei \(10\log_{10} \left( {1 - \left| {\Gamma_{i} } \right|^{2} } \right)\,\,,\,\,\,i = t ,\,\,r\) ist die Impedanzfehlanpassung zwischen Sender und Empfänger, \(20\log_{10} \left| {\hat{e}^{i} \cdot \hat{\ell }_{eff} } \ right|\) ist die Polarisationsfehlanpassung und dlink ist der Abstand zwischen der Sender- und der Empfängerantenne. Außerdem sind \(\hat{e}^{i}\) und \(\hat{\ell }_{eff}\) komplexe Einheitsvektoren, die die Polarisation der einfallenden Welle und die Richtung der effektiven Länge des Vektors beschreiben Empfangsantenne bzw.16. Basierend auf der Reziprozitätstheorie werden die Gewinne von Sender- und Empfängerantennen als gleich angesehen \(\left( {G_{t,r} \left( {\varphi_{t,r} ,\theta_{t,r} } \right )} \Rechts)\).

Die elektrische Feldverteilung der drahtlosen Übertragungsstrecke (Abb. 3b) zeigt, dass die Amplitude der Strahlungsleistung der Sender-HPRNA aufgrund des Ausbreitungsverlusts allmählich abnimmt. Außerdem wird die geleitete Energie vom Empfänger gesammelt und in der Schicht mit dem niedrigen Brechungsindex konzentriert und übertragen. Die mit der Friis-Gleichung (Gl. (1)) und der FEM-Simulation (Abb. 3c) erzielten Ergebnisse des Verhältnisses von \(P_{r}\) zu \(P_{t}\) betragen − 4,5 dB und − 4,98 dB, wobei die Ergebnisse bei der Frequenz von 193,5 THz gut miteinander übereinstimmen.

Eine der Schlüsselkomponenten optischer CHPIC ist der Polarisationsstrahlteiler (PBS), der transversale magnetische (TM) und transversale elektrische (TE) Modi trennt. Daher wird der hybride plasmonische Modus von HPW in verschiedene Ports aufgeteilt und mit TE- und TM-Modi gekoppelt, um die Polarisationsaufteilungsfunktion zu implementieren 25 . Bisher wurden viele Untersuchungen durchgeführt, um die unterschiedlichen Leistungen von PBSs zu untersuchen, die auf verschiedenen Methoden wie Modenentwicklung und Multimode-Interferenz26 oder auf verschiedenen Strukturen wie Mach-Zehnder-Interferometer27, photonischen Kristallen28, Gittern29 und Richtungskoppler30 basieren. Die Untersuchung der Einschränkungen und Vorteile früherer veröffentlichter Arbeiten zu PBSs zeigt, dass die Richtungskopplung das einfachste und flexibelste Design ist. In diesem Abschnitt schlagen wir ein kompaktes HPW-basiertes PBS vor, das aus einem gebogenen HPW und einem dielektrischen Buswellenleiter besteht. Beim Entwurf des PBS sollten zwei Hauptpunkte berücksichtigt werden. Da die HPRNA durch die HPW-Zuleitung angeregt wird und die Nanoantenne und PBS in CHPIC miteinander verbunden werden, sollte zunächst einer der PBS-Zweige von HPW hergestellt werden. Zweitens kann die Anregung des vorgeschlagenen PBS über den dielektrischen Wellenleiter oder HPW erfolgen, was zum Entwurf von zwei unterschiedlichen PBS-Strukturen führt. Die schematischen 3D-Ansichten zweier PBS sind in Abb. 4 dargestellt.

Schematische 3D-Ansichten des vorgeschlagenen PBS mit (a) HPW- und (b) dielektrischen Wellenleiter-Eingangsabschnitten. Die geometrischen Abmessungen von PBS mit HPW-Eingangsabschnitt sind WHPW = 310 nm, LHPW = 2535 nm, Wsub = 2900 nm, Lsub = 4550 nm, Lp = 4300 nm, Wp = 280 nm. Die geometrischen Abmessungen von PBS mit dielektrischem Wellenleiter-Eingangsabschnitt sind WHPW = 270 nm, LHPW = 4850 nm, Wsub = 3400 nm, Lsub = 4850 nm, Lp = 4850 nm, Wp = 400 nm.

HPW und dielektrischer Wellenleiter unterstützen sowohl TE- als auch TM-Modi, aber bei HPW ist der TM-Modus in der Schicht mit niedrigem Index konzentriert, während der herkömmliche TE-Modus im Bereich mit hohem Index konzentriert ist. Die Unterstützung sowohl des TE- als auch des TM-Modus durch HPW zeigt, dass diese Polarisationsvielfalt zum Entwurf von TM- und TE-Pass-Polarisatoren genutzt werden kann. Daher wurde im Folgenden die Leistung von PBS untersucht, um die Spezifikationen des Schaltmodus (Umwandlung von TE/TM- in TM/TE-Modi) festzulegen.

Wie in Abb. 5a gezeigt, können die angeregten SPPs durch den HPW gelangen, wenn der HPW durch den TM-Grundmodus bei 193,5 THz angeregt wird, und eine kleine Energiemenge wird an den dielektrischen Wellenleiter gekoppelt. Im Gegenzug zeigt die elektrische Feldverteilung in Abb. 5b, dass durch die Anregung von HPW durch den TE-Modus eine beträchtliche Leistung am Ausgangsanschluss des dielektrischen Wellenleiters empfangen werden kann. Auf diese Weise geht der am stärksten geführte TE-Modus im gekrümmten HPW verloren und wird an den dielektrischen Wellenleiter gekoppelt, was zu einer Verringerung der erreichten Leistung am HPW-Ausgangsanschluss führt. Zur weiteren Analyse sind die Sendeleistungsspektren des PBS mit HPW-Eingabe in Abb. S6 in den Zusatzinformationen dargestellt. Aus Abb. S6a ist ersichtlich, dass bei TM-Anregung 74 % der empfangenen Leistung an den HPW-Ausgangsanschluss und nur 0,1 % an den dielektrischen Wellenleiter-Ausgangsanschluss übertragen werden. Allerdings werden gemäß Abb. S6b im PBS mit TE-Anregungsmodus nur 36,15 % der Leistung bei der Frequenz von 193,5 THz an den dielektrischen Wellenleiter-Ausgangsanschluss übertragen. Daher weist der PBS mit TM-Anregung eine bessere Leistung auf.

Elektrische Feldverteilungen des PBS mit HPW-Eingangsabschnitt, angeregt durch (a) TM- und (b) TE-Moden, und des PBS mit dielektrischem Wellenleiter-Eingangsabschnitt, angeregt durch (c) TM- und (d) TE-Moden.

Als nächstes wird die PBS-Leistung bei der Anregung durch den dielektrischen Wellenleiter untersucht. Die Verteilung des elektrischen Felds in Abb. 5c zeigt, dass durch die Anregung von PBS durch den TM-Modus am Eingangsanschluss des dielektrischen Wellenleiters der größte Teil der geführten Leistung über den dielektrischen Wellenleiter zum Ausgang übertragen wird und nur eine geringe Leistung an den Niederfrequenzbereich gekoppelt wird. Indexschicht des HPW. Die Übertragungsspektren von Abb. S7a in den Zusatzinformationen bestätigen die Vorhersage und zeigen, dass 95 % der Eingangsleistung an den dielektrischen Wellenleiter-Ausgangsanschluss übertragen werden, der im Vergleich zum TM-stimulierten PBS durch das HPW (Abb. 4a) vorhanden ist Bessere Leistung, um die optische TM-Leistung zu erreichen. Abbildung 5d zeigt die elektrische Feldverteilung des durch den TE-Modus angeregten PBS am Eingangsanschluss des dielektrischen Wellenleiters. Der TE-Anregungsmodus führt zur Stimulation des grundlegenden TM-Modus des vorgeschlagenen HPW. Gemäß den Übertragungsspektren von Abb. S7b in den Zusatzinformationen beträgt die Ausgangsübertragungsleistung des HPW-Ports 76,85 % bei der Frequenz von 193,5 THz. Studien zeigen, dass bei Anregung des dielektrischen Wellenleiters im TE-Modus die Übertragungsleistung zum HPW-Ausgangsport höher ist als die TE-Anregung des HPW-Eingangsportes. Folglich weist das vorgeschlagene PBS aus Abb. 4b mit diätetischem Wellenleiter-Eingangsabschnitt eine bessere Leistung im Vergleich zum PBS mit HPW-Eingabeabschnitt auf.

Eines unserer Konzepte zum Design von CHPIC besteht darin, verschiedene Möglichkeiten zur Anregung der HPRNA zu untersuchen, die durch den geführten TM-Modus durch das HPW-basierte PBS stimuliert werden können. Daher ist es notwendig, die Fernfeldeigenschaften der mit dem PBS verbundenen HPRNA zu untersuchen. Gemäß den Strahlungsmustern von Abb. 6 hat die Anregung von HPRNA durch das HPW-basierte PBS keinen wesentlichen Einfluss auf die Antennenleistung wie Gewinn und Richtung der Hauptkeule.

Strahlungsmuster der HPRNA- und PBS-Verbindung mit (a) dielektrischem Wellenleiter-Eingangsabschnitt und (b) HPW-Eingangsabschnitt bei 193,5 THz.

Um schließlich die Geräteleistung zu verdeutlichen, wurden der Einfügungsverlust (IL) und das Übersprechen (CT) verschiedener Modi für beide vorgeschlagenen HPW-basierten PBS bei der Frequenz von 193,5 THz auf der Grundlage der folgenden Gleichungen25 berechnet und sind in Tabelle S2 aufgeführt in den Zusatzinformationen:

wobei \(P_{{i\left( {1,2,3} \right)}}^{TE,TM}\) die Leistung am Port i im angeregten TE- oder TM-Modus zeigt. Zur Berechnung von \({\text{IL}}_{m(TE,TM)}^{n(TE,TM)}\) repräsentieren m und n den angeregten TM/TE-Modus am Eingangsport und den empfangenen TM/ TE-Modus am Ausgangsport. Um \({\text{CT}}_{m(TE,TM)}^{j(HPW,DW)}\ zu erhalten, zeigt j außerdem an, welcher Wellenleiter (HPW/DW) als Eingang betrachtet wird Hafen.

Um die Vorteile der vorgeschlagenen TE/TM-Polarisatoren zu ermitteln, wurden die Strukturspezifikationen mit anderen früheren veröffentlichten Arbeiten verglichen, wie in Tabelle S3 in den Zusatzinformationen dargestellt.

Um ein dynamisches und kontrollierbares HPW-basiertes PBS zu entwerfen, ein mehrschichtiges Graphen, das aus acht Graphenschichten mit der Dicke \(\Delta _{g} = 0,5\;{\text{nm}}\) und einem Abstand besteht von 4 nm wird innerhalb der HSQ-Schicht an der gemeinsamen Grenze von HSQ und Si platziert, wie in Abb. S8a in den Zusatzinformationen dargestellt. Da der PBS mit dielektrischem Wellenleiter-Eingangsanschluss eine bessere Leistung aufweist, wird nur dieses Design untersucht, um einen steuerbaren HPW-basierten PBS hervorzubringen.

Die relative Permittivität von Graphen \(\left( {\varepsilon_{g} } \right)\) wird als16 angegeben:

Dabei ist \(\sigma_{g} = \sigma_{{{\text{intra}}}} + \sigma_{{{\text{inter}}}}\) die durch die Kubo-Formel beschriebene Graphenleitfähigkeit. Die aufgenommene Leistung \(\left( {P_{abs.} = \frac{1}{2}{\text{Re}} \left( {\sigma_{g} } \right)E^{2} \propto \frac{1}{2}\frac{{E \cdot {\text{Im}} \left( {\varepsilon_{g} } \right)}}{{\left| {\varepsilon_{g} } \ right|}}} \right)\) durch die Graphenschicht erreicht den Maximalwert, wenn \(\mu_{c} = 0,51\;{\text{eV}}\). Um den Ausgang des vorgeschlagenen PBS zu steuern, muss daher die Graphenschicht in der HSQ-Schicht verwendet werden, die für die Stromübertragung zum Ausgangsanschluss verantwortlich ist16.

Die elektrischen Feldverteilungen von steuerbarem HPW-basiertem PBS sind in Abb. S8b, c in den Zusatzinformationen dargestellt. Durch die Wahl von \(\mu_{c} = 0\,\,{\text{eV}}\) führt der zweite Modus des dielektrischen Wellenleiters zur Anregung des fundamentalen TM-Modus im HPW. Wenn jedoch \(\mu_{c} = 0,51\,\,{\text{eV}}\), wird die angeregte Leistung von HPW durch das mehrschichtige Graphen absorbiert und die Übertragungsleistung zum HPW-Ausgangsanschluss verringert sich bei 193,5 THz erheblich . Um unsere auf der Verteilung des elektrischen Feldes basierende Vorhersage zu verifizieren, sind in Abb. S9 in den Zusatzinformationen die Transmissionsspektren der HPW-Ausgangsleistung für zwei chemische Potentiale von 0 und 0, 51 eV dargestellt.

Darüber hinaus wird in Tabelle S4 in den Zusatzinformationen das vorgeschlagene dynamische HPW-basierte PBS mit anderen Graphen-basierten PBS verglichen.

Das Stapeln von Graphenschichten innerhalb eines Materials wie HSQ kann Herausforderungen im Zusammenhang mit der Herstellung, der Integration und der Gesamtleistung des Geräts mit sich bringen. Erstens muss der Prozess des Stapelns mehrerer Graphenschichten innerhalb des HSQ optimiert werden, um eine präzise Ausrichtung und Gleichmäßigkeit zu gewährleisten. Jede Fehlausrichtung oder Variation in der Dicke der gestapelten Schichten kann sich negativ auf die Geräteleistung auswirken. Darüber hinaus sollte die Kompatibilität zwischen Graphen und HSQ im Hinblick auf ihre Materialeigenschaften wie thermische Ausdehnungskoeffizienten und mechanische Stabilität bewertet werden. Nichtübereinstimmungen dieser Eigenschaften können zu mechanischer Belastung, Delaminierung oder anderen Problemen führen, die die Zuverlässigkeit und Leistung des Geräts im Laufe der Zeit beeinträchtigen können. Darüber hinaus müssen die Auswirkungen der Einführung mehrerer Graphenschichten auf die gesamten elektrischen und optischen Eigenschaften des PBS sorgfältig untersucht werden. Das Vorhandensein zusätzlicher Graphenschichten kann die Übertragungseigenschaften, die Signalausbreitung und die Verlustleistung innerhalb des Geräts beeinflussen. Daher ist es von entscheidender Bedeutung, diese praktischen Überlegungen zu berücksichtigen und Einblicke in die Herstellungstechniken, Charakterisierungsmethoden und Leistungsbewertung des Geräts zu geben, wenn mehrere Graphenschichten in den HSQ integriert werden.

Da das vorgeschlagene CHPIC aus verschiedenen HPW-basierten Geräten besteht, benötigen wir einen Leistungsteiler mit umschaltbaren Ausgangsports, um die Eingangslichtwelle zum ausgewählten Eingangsport jedes Geräts umzuleiten. Die schematische 3D-Ansicht des entworfenen HPW-basierten Leistungsteilers ohne umschaltbare Leistung ist in Abb. 7a dargestellt, der aus einem HPW-Wellenleiter besteht, der in drei asymmetrische Ausgangszweige unterteilt ist. Die Zweige sind asymmetrisch ausgelegt, um eine gleichmäßige Leistungsverteilung auf die Ausgangsports zu gewährleisten.

(a) Schematische 3D-Ansicht und (b) Transmissionsspektren des 1 × 3 HPW-basierten Leistungsteilers. Die geometrischen Parameter sind W1 = W3 = 370 nm, W2 = 186 nm, Lwg = 1230 nm, Ls = 1590 nm, D = 265 nm und \(x_{s} \times z_{s} = 2400 \times 2820\ ;{\text{nm}}^{{2}}\). Andere Parameter sind die gleichen wie in Abb. 1a.

Bei gleichmäßiger Aufteilung der Eingangsleistung auf drei Ausgangsanschlüsse beträgt der Anteil jedes Zweigs 33,33 %, aber aufgrund der HPW-Verluste und der in den seitlichen Zweigen erzeugten Biegung wird der Anteil jedes Zweigs unter diesem Wert liegen. Die Untersuchung der in Abb. 7b gezeigten Transmissionsspektren bestätigt die Genauigkeit dieser Vorhersage, dass die Ausgangsleistung der geraden und seitlichen Zweige bei 193,5 THz 31,91 %, 30,17 % bzw. 30,17 % beträgt. Da der Biegeverlust der Seitenzweige höher ist als der des geraden Zweigs, ist die Übertragungsleistung durch die Seitenzweige geringer als durch den geraden Zweig.

Bei der Gestaltung von HPW-basierten Leistungsverteilern spielen zwei geometrische Parameter, die Zweigbreite und der Abstand zwischen den seitlichen und geraden Zweigen, eine wesentliche Rolle. Die Auswirkungen dieser Parameter werden in Abschnitt S4 der Zusatzinformationen untersucht.

Um die Lichtwelle zum gewünschten Ausgang des vorgeschlagenen 1 × 3-Leistungsteilers zu übertragen und die anderen Anschlüsse in den AUS-Zustand zu versetzen, werden innerhalb der HSQ-Schicht acht Graphenschichten verwendet. Offensichtlich ändert sich die Ausgangsleistung der Zweige aufgrund der Variation des effektiven Brechungsindex der vorgeschlagenen Struktur durch die Anwendung von Graphenschichten geringfügig. Daher ist es notwendig, die Transmissionsspektren eines schaltbaren HPW-basierten Leistungsteilers für das chemische Potential von 0 eV zu untersuchen, wie in Abb. 8a dargestellt. Die Ausgangsleistungen der geraden und seitlichen Zweige betragen 30,52 %, 29,91 % bzw. 29,91 % bei 193,5 THz. Darüber hinaus sind die Transmissionsspektren des vorgeschlagenen Leistungsteilers für \(\mu_{c1} = \mu_{c3} = 0\;{\text{eV}}\) und \(\mu_{c2} = 0,51\;{ \text{eV}}\) sind in Abb. 8b dargestellt. Die Leistungen an den Ausgangsanschlüssen 1 bis 3 betragen 29,87 %, 0,14 % bzw. 29,87 % bei der Frequenz von 193,5 THz. Durch die Verwendung von Graphen mit dem chemischen Potenzial von 0,51 eV am mittleren Zweig wird die Ausgangsleistung deutlich von 30,52 auf 0,14 % reduziert, was zeigt, dass sich dieser Anschluss im AUS-Zustand befindet. In seitlichen Zweigen fungiert Graphen als transparentes Medium und ihre Ausgangsöffnungen verfügen daher über eine beträchtliche Leistung. Das Graphen im Inneren des geraden Zweigs fungiert jedoch als absorbierendes Medium und die Ausgangsleistung an diesem Anschluss erreicht ihren Minimalwert. Ähnliche Ergebnisse werden durch die Änderung des chemischen Potenzials von Graphen in anderen Zweigen erzielt, was darauf hindeutet, dass die Sendeleistung leicht gesteuert werden kann.

Transmissionsspektren des schaltbaren Leistungsteilers, wenn (a) \(\mu_{c1} = \mu_{c2} = \mu_{c3} = 0\;{\text{eV}}\) und (b) wenn \(\ mu_{c1} = \mu_{c3} = 0\;{\text{eV}}\) und \(\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}\).

Die Anzahl der Graphenschichten ist ein Schlüsselfaktor zur Steuerung der Ausgangsleistung. Die Ergebnisse sind in Tabelle S6 in den Zusatzinformationen dargestellt.

Um den Einfluss des chemischen Potenzials von Graphen und die signifikante Fähigkeit von \(\mu_{c} = 0,51\;{\text{eV}}\) zu untersuchen, den angeregten TM-Modus zu absorbieren, wurden die Transmissionsspektren des mittleren Zweigs des Graphens untersucht Leistungsteiler sind in Abb. 9 für verschiedene \(\mu_{c2}\) dargestellt. Die erhaltenen Ergebnisse bestätigen, dass es für \(\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}\) als absorbierendes Medium fungiert, während es für andere Werte als transparentes Medium fungiert und den angeregten Modus ermöglicht Übertragung an die Ausgangsports.

Transmissionsspektren des mittleren Zweigs des Leistungsteilers für verschiedene Werte von \(\mu_{{c_{2} }}\).

Die Lebensdauer plasmonischer Geräte kann durch destruktive Prozesse wie die Umwandlung von Plasmonen in Photonen und Elektron-Loch-Paare durch Strahlungsprozesse bzw. Inter- oder Intraband-Landau-Dämpfung beeinflusst werden31. Im Fall eines Leistungsteilers treten die Plasmonenanregungen jedoch im Frequenzbereich von 180–220 THz auf, was außerhalb des Landau-Dämpfungsbereichs (17–53 THz) liegt31. Daher ist der Beitrag dieser Dämpfungsfaktoren minimal. Darüber hinaus ist der Einfluss inelastischer und elastischer Streuprozesse auf Graphenstrukturen aufgrund der unbedeutenden Strahlungsdämpfung31 vernachlässigbar. Um jedoch den Einfluss der Streurate besser zu verstehen, ist es wichtig, die Relaxationszeit von Graphen auf die Leistung des Splitters zu untersuchen. In diesem Zusammenhang werden die Transmissionsspektren des Leistungsteilers von Abb. 7 für zwei verschiedene Werte des chemischen Potentials (\(\mu_{c2} = 0\;{\text{eV}}\) und \(\mu_ {c2} = 0,51\;{\text{eV}}\)). Wie in Abb. 10 dargestellt, wird eine leichte Verbesserung der Übertragungsleistung beobachtet, wenn die Relaxationszeit von Graphen \(\left( \tau \right)\) von 0,1 auf 1 ps erhöht wird. Dies kann auf die Verringerung des Imaginärteils der Dielektrizitätskonstante von Graphen zurückgeführt werden, was zu einem geringeren Verlust führt.

Transmissionsspektren des mittleren Zweigs des vorgeschlagenen steuerbaren Leistungsteilers für verschiedene Werte von \(\tau\), wenn (a) \(\mu_{c2} = 0\;{\text{eV}}\) und (b) \ (\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}\).

Es ist wichtig zu beachten, dass die Relaxationszeit von Graphen durch die Coulomb-Streuung beeinflusst wird, die durch geladene Verunreinigungen im Substrat verursacht wird. Diese Relaxationszeit hängt von der Fermi-Energie (EF) ab und kann ausgedrückt werden als \(\tau^{ - 1} = \frac{{4E_{F} }}{{\pi \gamma^{2} }}\ int_{0}^{1} {{\text{d}}\eta \eta^{2} } \sqrt {1 - \eta^{2} } \left| {\frac{\vartheta \left( \ eta \right)}{{\varepsilon \left( \eta \right)}}} \right|^{2}\), wobei \(\hbar^{ - 1} \gamma\), \(\varepsilon \ left( \eta \right)\), \(\vartheta \left( \eta \right)\) und \(\eta\) repräsentieren die Fermi-Geschwindigkeit, die dielektrische Zufallsphasennäherungsfunktion, das Streupotential und den Impulstransfer, jeweils32. Folglich variiert die optimale Relaxationszeit für jedes Gerät, wenn unterschiedliche Werte des Fermi-Niveaus ausgewählt werden. Insgesamt sind die Auswirkungen der Entspannungszeit minimal und können als vernachlässigbar angesehen werden.

Der HPW-basierte Koppler ist eines der wichtigsten Geräte im KWK-Bereich, das zur Leistungsaufteilung, Filterung, Polarisationsaufteilung, Erfassung, Modulation und Schaltung verwendet werden kann33. Grundsätzlich wird das optische Eingangssignal in einem bestimmten Verhältnis in zwei Ausgangssignale aufgeteilt. Die schematische 3D-Ansicht des vorgeschlagenen HPW-basierten Kopplers ist in Abb. 11a dargestellt. P1 ist der Eingangsport, P2 und P3 sind die übertragenen bzw. gekoppelten Ausgangsports und P4 ist der Isolationsport. Abbildung 11b,c zeigt die Übertragungsspektren der übertragenen, gekoppelten und isolierten Ports. Die Übertragungsleistungen zu den Ausgangsports von P2, P3 und P4 betragen 0,031 %, 88,13 % bzw. 0,005 % bei 193,5 THz. Die erhaltenen Ergebnisse zeigen, dass die minimale Leistung an P2 übertragen wird und P4 gut von anderen Ports isoliert ist. Durch die Erregung des Kopplers über P1 und die Bestimmung einer geeigneten Kopplungslänge wird die maximale Leistung flüchtig an den gekoppelten Anschluss gekoppelt. Durch die Steuerung der Kopplungslänge zweier Zweige kann daher die Eingangsleistung in den gegenüberliegenden Zweig innerhalb der HSQ-Schicht eingekoppelt und an den gewünschten Ausgang übertragen werden. Bei dieser Konstruktion besteht das Ziel darin, die maximale Leistung auf P3 zu übertragen. In Tabelle S7 in den Zusatzinformationen wird der Einfluss der Kopplungslänge auf die Empfangsleistung aller drei Ausgangsports bei 193,5 THz untersucht. Es ist offensichtlich, dass die optimale Reaktion für L1 = 3230 nm und L2 = 3080 nm erreicht wird.

(a) Schematische 3D-Ansicht des vorgeschlagenen HPW-basierten Kopplers. Transmissionsspektren des (b) gekoppelten Ports und (c) der übertragenen und isolierten Ports. Die geometrischen Parameter sind L1 = 3230 nm, L2 = 3080 nm, Wwg = 320 nm und \(x_{s} \times y_{s} = 2700 \times 6870\;{\text{nm}}^{{2 }}\). Andere Parameter sind die gleichen wie in Abb. 1a.

Ringresonatoren sind wesentliche Bestandteile optischer und Telekommunikationssysteme und -geräte wie Schmal- und Breitbandfilter, Intensitäts- oder Phasenmodulatoren, Wellenlängenteiler und -demultiplexer, Schalter, optische Verzögerungsleitungen und Sensoren34. Bragg-Gitter-Filter sind aufgrund der Verwendung von Gittern zu lang. Im Gegensatz dazu haben zahnförmige Filter eine geringere Größe, aber ihre Bandbreite ist zu groß und für Schmalbandfilter nicht geeignet. Filter auf Ringresonatorbasis weisen jedoch eine geringe Bandbreite auf. Aufgrund der wichtigen Leistung von Schmalbandfiltern als Motivation für die Entwicklung plasmonischer Bio- und Brechungsindexsensoren wurden aufgrund der steigenden Nachfrage nach biochemischen Analysen und der genauen Erkennung toxischer Gase oder anderer Arten von Gasen verschiedene Konfigurationen fortschrittlicher Sensoren untersucht Materialien35. Optische Sensoren, die auf Metall-Isolator-Metall-Wellenleitern (MIM) basieren, wurden von Forschern aufgrund ihrer relativ hohen Empfindlichkeit, Immunität gegenüber elektromagnetischen Störungen und ihrer einfachen Herstellung in Betracht gezogen36. Darüber hinaus wurden diese Sensoren mit unterschiedlichen Geometrien als vielversprechende Lösung für die Entwicklung von PICs zur Messung des Brechungsindex von Materialien37 für einige Anwendungen wie die Identifizierung verschiedener Arten von Flüssigkeiten und Blut, die Konzentrationsmessung und die Diagnose von Krankheiten35,36,37 verwendet. Mit der Entwicklung der HPW-Technologie mit geringeren Verlusten im Vergleich zu MIM-Strukturen und hohem Lichteinschluss innerhalb der Schichten mit Abmessungen von weniger als zehn Nanometern ist sie mittlerweile eine gute Wahl für Brechungsindexsensoren. Daher wurde in diesem Abschnitt die Leistung eines HPW-basierten Schmalbandfilters und eines Brechungsindexsensors unter Verwendung eines Ringresonators mit zwei verschiedenen Wellenleitern untersucht, darunter kreisförmig und rechteckig, die in Abb. 12a, b und Abb. S12 dargestellt sind die ergänzenden Informationen bzw. Die Motivation für die Entwicklung eines HPW-basierten Filters mit kreisförmigem Wellenleiter ist seine hohe Effizienz im Vergleich zum rechteckigen, da die Vergrößerung des Kopplungsbereichs eine deutliche Vergrößerung des Abstands zwischen Ringresonator und Wellenleiter ermöglicht, was zu einer Verbesserung der Möglichkeiten des Herstellungsprozesses führt . Die Transmissionsspektren zweier vorgeschlagener Filter sind in Abb. 12c dargestellt, die bestätigt, dass die Leistung des Filters mit kreisförmigem HPW viel besser ist als die Struktur mit rechteckigem HPW.

(a) 3D-Schema und (b) Draufsichten eines HPW-basierten Filters mit kreisförmigem HPW. (c) Transmissionsspektren des Filters mit rechteckigen und kreisförmigen HPWs. (d) Transmissionsspektren des Sensors für verschiedene Brechungsindizes des nanofluidischen Kanals. Die geometrischen Parameter sind g = 45 nm, Lwg = 2630 nm, R1 = 270 nm, R2 = 520 nm, R3 = 565 nm, R4 = 815 nm und \(x_{s} \times y_{s} = 3120 \ mal 1890\;{\text{nm}}^{{2}}\).

Die Leistung des vorgeschlagenen Filters kann durch Messung zweier wichtiger Parameter bewertet werden: Halbwertsbreite (FWHM) und Extinktionsverhältnis \(\left( {{\text{ER}}\,\,({\text{ dB}}) = \left| {10\log \left( {{{P_{out} } \mathord{\left/ {\vphantom {{P_{out} } {P_{in} }}} \right. \kern-0pt} {P_{in} }}} \right)} \right|} \right)\), wobei Pin und Pout die einfallende bzw. übertragene Leistung sind. Die FWHM und ER der Struktur mit rechteckigem Wellenleiter betragen 32 nm bzw. 22 dB, während die Verwendung von kreisförmigem HPW die FWHM drastisch auf 5 nm reduziert und den Absolutwert von ER auf 40,5 dB erhöht. Darüber hinaus wurde der Einfluss kritischer Strukturparameter wie R1 und g auf das Transmissionsspektrum in Abb. S13 in den Zusatzinformationen vollständig untersucht.

Die Motivation hinter der Entwicklung eines HPW-basierten Schmalbandfilters ist seine Anwendung, um einen Brechungsindexsensor vorzuschlagen. Um dieses Ziel zu erreichen, wird die Sensorkonfiguration als ähnlich zu Abb. 12a angesehen, mit der Ausnahme, dass der HSQ-Abstandshalter durch einen nanofluidischen Kanal ersetzt wird, der die interessierende Probe enthält. Um die Sensorleistung zu bewerten, werden zwei Parameter der Empfindlichkeit \(\left( {S_{n} = {{\Delta \lambda } \mathord{\left/ {\vphantom {{\Delta \lambda } {\Delta n }}} \right. \kern-0pt} {\Delta n}}} \right)\) und der Gütefaktor (FOM = Sn/FWHM) sollten berechnet werden, wobei \(\Delta \lambda\) und \( \Delta n\) sind Variationen der Resonanzwellenlänge bzw. des Brechungsindex35. Eine Variation von ER führt zu einer Änderung von FWHM, was sich auf die Erfassungsleistung des vorgeschlagenen Sensors auswirkt, da FHWM in umgekehrter Beziehung zum FOM steht. Um die Sensorleistung zu optimieren, muss daher der Mindestwert von FWHM erreicht werden, der für R1 = 270 nm erreicht wird. In Tabelle S8 in den Zusatzinformationen sind die Werte der Resonanzfrequenz, FWHM und ER für verschiedene Werte von R1 angegeben.

Ein weiterer effektiver Parameter eines Sensors ist seine Auflösung (R = Δλmin/Sn), wobei Δλmin die minimal erfassbare Wellenlänge des Systems ist. Daher wurde zur Berechnung der Auflösung des vorgeschlagenen Sensors ein optischer Spektrumanalysator (Modell Ando AQ-6315A) mit einer Auflösung von Δλmin = 0,5050 nm im Wellenlängenbereich von 400–1700 nm (176–750 THz) verwendet38. Abbildung 12d zeigt die Transmissionsspektren des Sensors für verschiedene Brechungsindizes des Nanofluidkanals. Den erhaltenen Ergebnissen zufolge betragen die Empfindlichkeit, die FOM und die Auflösung des vorgeschlagenen Sensors Sn = 133 nm/RIU, FOM = 26,6 1/RIU bzw. R = 0,00375 RIU für \(\Delta \lambda = 24\,\ ,{\text{nm}}\) und \(\Delta n = 0,18\), was zur Erzielung der besten Antwort führt.

In praktischen integrierten Schaltkreisen ist die Möglichkeit, Umgebungsparameter wie die Temperatur zu überwachen und zu steuern, von großem Vorteil. Temperaturschwankungen können die Leistung und Zuverlässigkeit integrierter Geräte erheblich beeinträchtigen und machen Temperatursensoren zu einer wesentlichen Komponente in intelligenten und steuerbaren PICs. Daher könnte der vorgeschlagene Filter durch den Einbau temperaturempfindlicher Materialien oder Strukturen wie thermisch reagierender Polymere oder temperaturabhängiger Resonatoren eine doppelte Funktionalität sowohl als Brechungsindexsensor als auch als Temperatursensor bieten. Um diesen Ansatz zu unterstützen und die Messung der Temperaturempfindlichkeit zu verbessern, haben wir uns für In0,53Al0,1Ga0,37As als Alternative zur HSQ-Schicht entschieden. In0,53Al0,1Ga0,37As weist einen temperaturabhängigen Brechungsindex auf und ist daher für unseren Zweck geeignet. Bei Temperaturen unter 40 K bleibt der Brechungsindex von In0,53Al0,1Ga0,37As relativ konstant bei etwa 3,462 ± 0,005. Dieser Wert ist 0,073 niedriger als der Brechungsindex bei Raumtemperatur, der 3,53539 beträgt. Basierend auf den erhaltenen experimentellen Ergebnissen wird der temperaturabhängige Brechungsindex von In0,53Al0,1Ga0,37As wie folgt angenähert39:

Um die Leistung des Temperatursensors zu bewerten, sind in Abb. 13 die Transmissionsspektren bei zwei verschiedenen Temperaturen von 0 und 175 K dargestellt. Die Temperaturempfindlichkeit kann mit der Formel \(S_{T} = {{\Delta \ lambda } \mathord{\left/ {\vphantom {{\Delta \lambda } {\Delta T}}} \right. \kern-0pt} {\Delta T}}\), wobei ΔT die Variation der Temperatur darstellt40. Numerische Ergebnisse zeigen, dass die Brechungsindexempfindlichkeit von In0,53Al0,1Ga0,37As 250 nm/RIU erreicht, während die Temperaturempfindlichkeit 0,05 nm/K erreicht. Durch den Einbau eines Temperatursensors zusätzlich zum Brechungsindexsensor könnte der vorgeschlagene Filter daher eine verbesserte Funktionalität bieten und seine Anwendungen in praktischen integrierten Schaltkreisen erweitern.

Transmissionsspektren des Temperatursensors bei zwei verschiedenen Temperaturen und die zugehörigen Brechungsindizes von In0,53Al0,1Ga0,37As.

Integrierte Schaltkreise sind in Kommunikationssystemen unverzichtbar, da sie im Gegensatz zu diskreten Komponenten die Systemkosten senken, indem sie kompakte Schaltkreise herstellen. Das wichtigste Ziel bei der Untersuchung verschiedener hybrider plasmonischer Geräte in den vorherigen Abschnitten ist der Vorschlag eines CHPIC. Es ist wichtig zu erwähnen, dass die Leistungen der vorgeschlagenen hybriden plasmonischen Komponenten basierend auf ihrer Funktionalität im untersuchten CHPIC optimiert wurden. Wie in Abb. 14a,b dargestellt, besteht das vorgeschlagene CHPIC aus vier Hauptkomponenten: einem dynamischen 1 × 3-Leistungsteiler, einem Sensor, einer Sender-Nanoantenne und einem Koppler. Um ein CHPIC mit der Fähigkeit zur Steuerung der Ausgangsleistung zu entwerfen, wurde ein mehrschichtiges Graphen innerhalb der HSQ-Schicht der Ausgangszweige des Leistungsteilers verwendet. Nach unseren Beobachtungen wird, wenn das chemische Potenzial von Graphen in jedem Zweig 0,51 eV beträgt, aufgrund der hohen Absorptionseigenschaft von Graphen eine recht geringe Leistung auf den ausgewählten Ausgang übertragen. Mit anderen Worten: Basierend auf der einzigartigen Eigenschaft von Graphen kann der Ausgang des Leistungsteilers ein- und ausgeschaltet werden. Daher kann die Leistung jeder an die Ausgangszweige des Leistungsteilers angeschlossenen Komponente schnell gesteuert werden. Für die erste Bewertung der vorgeschlagenen Chip-Funktionalität beträgt das chemische Potenzial von Graphen in jedem Zweig 0 eV.

(a) 3D- und (b) 2D-Schemaansichten des CHPIC mit vier Komponenten: Nanoantenne, Leistungsteiler, Koppler und Sensor. (c) Elektrische Feldverteilung des vorgeschlagenen CHPIC in der Mitte der HSQ-Schicht und (d) 3D-Strahlungsmuster der Nanoantenne bei 193,5 THz. Geometrische Parameter sind L1 = 3080 nm, L2 = 3230 nm, LR = 829 nm, Lb = 915 nm, Ls = 1590 nm, Ld = 1600 nm, Lwg1 = 1290 nm, Lwg2 = 1230 nm, W1 = 370 nm, W2 = 186 nm, W3 = 370 nm, Wd = 225 nm, Wb = 170 nm, R1 = 270 nm, R2 = 520 nm, R3 = 565 nm, R4 = 815 nm, R5 = 150 nm, D = 265 nm, xs × ys = 920 × 8386 nm2.

Das in Abb. 14a gezeigte BHKW wird im TM-Modus über das HPW angeregt und die Leistung wird auf die Zweige des Leistungsteilers aufgeteilt, die mit anderen Geräten verbunden sind. Mit anderen Worten: Die Nanoantenne, der Sensor und der Koppler können durch die Ausgangsleistung des Leistungsteilers stimuliert werden, wie in der elektrischen Feldverteilung in Abb. 14c dargestellt. Das 3D-Strahlungsmuster der Nanoantenne, die mit dem mittleren Zweig des Leistungsteilers verbunden ist, ist in Abb. 14d mit einem Gewinn und einer Richtwirkung von 8,17 dB bzw. 9,34 dBi bei 193,5 dargestellt.

Es ist ersichtlich, dass die Nanoantenne eine optimierte Leistung mit horizontalem Strahlungsmuster aufweist, die für den Vorschlag einer drahtlosen Übertragungsverbindung auf dem Chip geeignet ist, wie in Abb. 15a gezeigt. Durch die Platzierung einer Empfänger-Nanoantenne in einem anderen Chip können die Informationen vom CHPIC auf einen anderen Chip übertragen werden. Auf diese Weise ist es ohne Erhöhung der Komplexität möglich, eine Kommunikation zwischen zwei Chips in verschiedenen Schichten des Systems herzustellen und Daten von einem Chip zu einem anderen mit der maximalen Verstärkung und Richtwirkung von 8,74 dB bzw. 9,9 dBi bei 193,5 zu übertragen THz. Abbildung 15b zeigt das Spektrum des Verhältnisses der empfangenen Leistung zur gesendeten Leistung (Pr/Pt) für den Abstand von dlink = 700 nm zwischen zwei verschiedenen Chips. Der erhaltene Wert von Pr/Pt bei 193,5 THz beträgt −12,05 dB, was bestätigt, dass das System durch die Verwendung der optimierten HPW-basierten Nanoantenne im CHPIC zum Entwurf einer drahtlosen Übertragungsverbindung auf dem Chip keinen großen Ausbreitungsverlust erleiden wird. Denn durch das Einpressen des Lichts in die Schicht mit niedrigem Brechungsindex (HSQ-Schicht), deren Dicke typischerweise viel kleiner ist als die angewandte Wellenlänge, kann die CHPIC-Idee das inhärente Verlustproblem plasmonischer Materialien bei optischen Frequenzen, das zu Einschränkungen führt, verhindern weitere Anwendungen plasmonischer Geräte. Der Ausbreitungsverlust aufgrund der Metallabsorption in HPWs liegt in der Größenordnung von 0,01 dB/μm und ist damit viel niedriger als bei herkömmlichen Systemen41.

(a) 3D-Strahlungsmuster und (b) das Spektrum des Verhältnisses der Empfangsleistung (Pr) zur Sendeleistung (Pt) der drahtlosen Übertragungsstrecke.

Die Untersuchung der Übertragungsleistung zum Koppler und Sensor im BHKW ergab, dass der geführte TM-Modus zu den seitlichen Zweigen des Leistungsteilers zur Anregung beider Geräte führt. Wie in Abb. 16a dargestellt, beträgt die an die Ausgangsanschlüsse von P3 (gekoppelter Anschluss), P4 (isolierter Anschluss) und Ps (Sensorausgangsanschluss) übertragene Leistung −7,319, −43,2 bzw. −31,7 dB bei 193,5 THz , die die gekoppelten und isolierten Arme des Kopplers darstellen, weisen eine optimierte Leistung auf, da der erhebliche Teil der Leistung in P3 eingekoppelt wird. Unsere Untersuchung zeigt, dass übertragene und isolierte Arme (P2- und P4-Ports) zu etwas Übersprechen führen, was zu einem verschlechterten Ausgangssignal führt. Um diesen Effekt zu ignorieren, ist es daher besser, die Länge des Wechselwirkungskopplers zu optimieren. Die Spurlänge der S-förmigen Biegung der Seitenzweige sollte unter Verwendung der Gleichung \(\int\nolimits_{0}^{{\min (L_{1} \& L_{2} )}} {\left ( {\sqrt {\left( {f^{\prime}\left( t \right)} \right)^{2} + 1} } \right)} \,dt\), wobei \(f\left ( t \right)\) ist die S-Biege-Funktionsgleichung42. Die gekoppelte Leistung nimmt bei weiterer Vergrößerung der Kopplerlänge aufgrund der erhöhten ohmschen Verluste ab, da die Gesamtbahnlänge der Biegung des HPW-basierten Leistungsteilers zunimmt. Außerdem beträgt die erhaltene FWHM des mit dem Ringresonator gekoppelten linken Seitenzweigs 9 nm, was aufgrund der Erhöhung des ohmschen Verlusts im Vergleich zur erreichten FWHM des HPW-basierten Sensors, der im vorherigen Abschnitt separat untersucht wurde, um 4 nm höher ist. Dieser Effekt führt zu einer Reduzierung der FOM des eingebetteten Sensors im vorgeschlagenen BHKW.

(a) Transmissionsspektren von (a) dem CHPIC von den Ausgangsanschlüssen des Kopplers und Sensors und (b) des im CHPIC eingebetteten Sensors für unterschiedliche Brechungsindizes des nanofluidischen Kanals.

Wie bereits erwähnt, kann die Kombination aus Führung in einem Medium mit niedrigem Index (HSQ-Schicht) und Polarisationsdiversität von HPWs für die Sensorik sehr vorteilhaft sein. Der vorgeschlagene Sensor besteht aus einer Silberoberfläche, die durch einen nanofluidischen Kanal von einem Bereich mit hohem Index (Silizium oder Siliziumnitrid) getrennt ist. Wie in Abb. 14c dargestellt, konzentriert sich im TM-Modus eine erhebliche Energiemenge auf den Nano-Fluid-Kanal. Obwohl der TE-Modus in der Siliziumschicht konzentriert ist, wird ein Teil des evaneszenten Modus auch im Nano-Fluid-Kanal des HPW-basierten Sensors vorhanden sein. Daher kann der von HPW unterstützte TE-Modus auch zur Erfassung verwendet werden. Infolgedessen kann die Polarisationsvielfalt von HPW zur Überwindung der Einschränkungen plasmonischer Sensoren43 auf folgende Weise genutzt werden:

Aufgrund der Polarisationsvielfalt kann der HPW-basierte Sensor genutzt werden, um zusätzliche Strukturinformationen über komplexe Moleküle zu finden, ähnlich wie bei einem Dual-Polarisations-Interferometer.

Da der TM-Modus eng auf den nanofluidischen Kanal des Sensors beschränkt ist, kann im Vergleich zum plasmonischen Modus eine höhere Empfindlichkeit erzielt werden. Basierend auf dieser Einstellung und den erhaltenen Ergebnissen aus Abb. 16b betragen die Empfindlichkeit, FOM und Auflösung des Sensors S = 133 nm/RIU, FOM = 14,77 1/RIU bzw. R = 0,00375 RIU für \(\Delta \)nnano-fluidisch = 0,18 und \(\Delta \lambda = 24\;{\text{nm}}\).

Basierend auf der ähnlichen Idee, die in44 vorgeschlagen wurde, sind die Beiträge aus der Masse \(\left( {\frac{{\partial n^{\prime}_{eff} }}{{\partial n_{c} }} = \frac{ {n^{\prime}_{eff} \left( {n_{c} + \Delta n_{c} } \right) - n^{\prime}_{eff} \left( {n_{c} - \Delta n_{c} } \right)}}{{2\Delta n_{c} }}} \right)\) und Oberflächenempfindlichkeiten \(\left( {\frac{{\partial n^{\prime} _{eff} }}{\partial a} = \frac{{n^{\prime}_{eff} \left( {a + \Delta a} \right) - n^{\prime}_{eff} \left( {a - \Delta a} \right)}}{2a}} \right)\) kann wie folgt getrennt werden, um die Nicht-Null-Empfindlichkeitsmatrix (S) zu bestimmen:

wobei nc, \(\Delta n_{c}\), a und \(\Delta a\) der Brechungsindex und die Variation des Massenindex der Flüssigkeit, die Adlayer-Dicke bzw. die Variation der Adlayer-Dicke sind, die mit dem zusammenhängen Änderungen des effektiven Index des fundamentalen TE \(\left( {\Delta n_{eff} \left( {TE} \right)} \right)\) und TM \(\left( {\Delta n_{eff} \left ( {TM} \right)} \right)\) Moden, die aus Messungen bekannt sind. Außerdem können \(\Delta n_{c}\) und \(\Delta a\) aus den Gleichungen bestimmt werden. (11) und (12). Mit dieser Einstellung haben wir zur Untersuchung der Leistung des HPW-basierten Sensors, der in das vorgeschlagene CHPIC eingebettet ist, ähnlich den Ergebnissen von Lit. 45, a = 3 nm, \(\Delta a\) = 0,1 nm, nc = 1,4 angenommen. und \(\Delta n_{c}\) = 0,18. Daher beträgt die erhaltene Empfindlichkeitsmatrix für TM-Elemente ungleich Null S12 = 0,000023475 und S21 = 3,6207.

Ein weiteres wichtiges Merkmal des vorgeschlagenen BHKW ist seine Fähigkeit, die Übertragungsleistung mithilfe eines schaltbaren HPW-basierten Leistungsteilers zu steuern. In dieser Hinsicht wird die Absorptionseigenschaft von mehrschichtigem Graphen durch sein chemisches Potenzial gesteuert, um die Ausgangsleistung des 1 × 3-Leistungsteilers zu steuern. Darüber hinaus besteht ein Ansatz zur Vorspannung des mehrschichtigen Graphens in der Verwendung von Elektroden aus Ag und Platin (Pt) mit einer Dicke von 100 bzw. 10 nm. Der Abstand zwischen dem Graphenschlitz und den Elektroden beträgt 420 nm, da die Auswirkung von Metallkontaktstörungen auf die HPW-Leistung kontrolliert werden soll46.

Wie in Abb. 17a gezeigt, wird durch Anlegen des chemischen Potentials von 0,51 eV für seitliche Zweige des Leistungsteilers \(\left( {\mu_{{c_{1} }} = \mu_{{c_{3} }} = 0,51 {\text{ eV}}} \right)\) zeigen die Transmissionsspektren des HPW-basierten Kopplers und des im CHPIC eingebetteten Sensors, dass nicht nur der ER des HPW-basierten Sensors (linker seitlicher Zweig) von 31,7 auf erhöht ist 54,75 dB, was zu einer Reduzierung der FWHM von 9 auf 5 nm führt, um eine höhere FOM zu erhalten, aber auch die an den rechten Seitenzweig (Eingangsport des Kopplers) bei 193,5 THz übertragene Leistung kann nicht an den Ausgangsport P3 gekoppelt werden. Wie bereits erwähnt, kann die Resonanzfrequenz durch Ändern des Ringresonatorradius gesteuert werden, sodass zwei Resonanzfrequenzen gleichzeitig durch Einschalten des Graphens im linken Seitenzweig, der mit dem Sensor verbunden ist, gefiltert werden können, ohne die Komplexität des Sensordesigns zu erhöhen. Gemäß Abb. 17b werden durch die Wahl von R1 = 260 nm und \(\mu_{{c_{3} }} = 0,51{\text{ eV}}\) zwei Resonanzfrequenzen von 193,5 und 191 THz gleichzeitig erreicht Zeit.

(a) Transmissionsspektren des im CHPIC eingebetteten Sensors und Kopplers, wenn \(\mu_{{c_{1} }} = \mu_{{c_{3} }} = 0,51\;{\text{eV}}\ ). (b) Transmissionsspektren des vorgeschlagenen CHPIC für R1 = 260 nm und \(\mu_{{c_{3} }} = 0,51\;{\text{eV}}\).

Darüber hinaus wird gemäß der elektrischen Feldverteilung des in Abb. 18 dargestellten BHKW durch Wahl von \(\mu_{{c_{2} }} = 0,51\;{\text{eV}}\) für den angeschlossenen mittleren geraden Zweig gewählt Bei der Nanoantenne wird ein Großteil der Sendeleistung von Graphenschichten absorbiert, was zu einer starken Verringerung der Effizienz der Nanoantenne führt. In diesem Fall betragen die erzielte Verstärkung und Richtwirkung 2,41 dB bzw. 5,03 dBi bei 193,5 THz, was im Vergleich zur isolierten Nanoantenne geringer ist. Es ist wichtig zu beachten, dass durch die Erhöhung der Anzahl der Graphenschichten die an die Nanoantenne übertragene Leistung drastisch reduziert werden kann.

Elektrische Feldverteilung des vorgeschlagenen BHKW für \(\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}\).

Da die Stimulation des CHPIC möglicherweise nicht direkt durch den Laser (Eingangsanschluss (Pin)) erfolgt und die Informationen über den plasmonischen oder photonischen (dielektrischen) Wellenleiter an den Eingang des schaltbaren Leistungsteilers übertragen werden, ist es wichtig, dies zu untersuchen Leistung von CHPIC, wenn es an einen anderen Chip mit anderer Konfiguration angeschlossen ist. Wie bereits erwähnt, beträgt die Kopplungseffizienz von plasmonischen und photonischen Wellenleitern mit dem HPW 85 % bzw. 94 % bei 193,5 THz. Es wird erwartet, dass sich der Gewinn und die Richtwirkung der Nanoantenne aufgrund der Verringerung der an die HPW gekoppelten Leistung geringfügig ändern. Für andere Komponenten von CHPIC werden jedoch keine signifikanten Änderungen beobachtet. Abbildung 19a,b zeigt die Transmissions- und Reflexionsspektren des CHPIC, der von plasmonischen bzw. dielektrischen Wellenleitern gespeist wird. Die Reflexionsspektren beider Strukturen zeigen, dass eine bessere Impedanzanpassung erfolgt, wenn der Chip mit dem dielektrischen Wellenleiter verbunden ist, da photonische Chips keinen großen Einfluss auf die Erhöhung des Verbindungsverlusts haben. Dadurch werden die Strahlungseigenschaften der Nanoantenne im Vergleich zu dem Fall, bei dem das CHPIC mit dem plasmonischen Chip verbunden ist, optimiert. Auch die Transmissionsspektren von HPW-basierten Sensoren und Kopplern belegen, dass die Verbindung von plasmonischen und photonischen Chips mit dem CHPIC keinen wesentlichen Einfluss auf deren Leistung hat.

Transmissions- und Reflexionsspektren und Strahlungsmuster des vorgeschlagenen CHPIC bei 193,5 THz, angeregt durch (a,c) plasmonische und (b,d) dielektrische Wellenleiter.

Gemäß Abb. 19c,d zeigen die Strahlungsmuster des CHPIC bei 193,5 THz, dass die plasmonische Verbindung aufgrund ihrer höheren ohmschen Verluste und geringeren Kopplungseffizienz im Vergleich zur dielektrischen Verbindung einen größeren Einfluss auf die Nanoantennenstrahlung hat. Wie in Abb. 19c zu ​​sehen ist, verringert die Anregung von CHPIC durch den plasmonischen Wellenleiter nicht nur die Verstärkung und Richtwirkung der eingebetteten Nanoantenne, sondern führt auch zur Erzeugung von Nebenkeulen, was für On-Chip-Punktantennen nicht geeignet ist. drahtlose Punkt-zu-Punkt-Verbindung. Es ist jedoch möglich, die Leistung der Nanoantenne zu optimieren, indem ihre geometrischen Parameter geändert werden, wenn der CHPIC mit dem plasmonischen Chip verbunden wird. Im Gegensatz dazu zeigt das Strahlungsmuster des mit dem dielektrischen Chip verbundenen CHPIC in Abb. 19d, dass dieses Layout eine bessere Strahlungsleistung aufweist. Allerdings sind wir bei beiden Konfigurationen aufgrund der Verringerung der Kopplungsleistung mit einem Rückgang der Nanoantennenverstärkung und der Richtwirkung konfrontiert.

Schließlich besteht das ultimative Ziel darin, die PBS mit dem vorgeschlagenen KWK-Kraftwerk zu verbinden. Bis zu diesem Zeitpunkt war das vorgeschlagene CHPIC in der Lage, Chipinformationen über die Nanoantenne des Senders auf einen anderen Chip zu übertragen, basierend auf der Idee einer drahtlosen On-Chip-Verbindung. Jetzt möchten wir einen attraktiven und neuartigen Ansatz zur Anregung des CHPIC durch die Empfänger-Nanoantenne vorschlagen, der durch eine drahtlose Inter-/Intra-On-Chip-Verbindung realisiert wird. Die Motivation hinter diesem Ansatz ist die Realisierung eines steuerbaren PIC, der die Informationen über die drahtlose Intra-/Inter-On-Chip-Verbindung abrufen und übertragen kann. Wie in Abb. 20a,b dargestellt, ist die Sender-Nanoantenne mit dem HPW-basierten PBS verbunden, basierend auf zwei unterschiedlichen Konzepten für den Entwurf drahtloser Intra- und Inter-On-Chip-Verbindungen. Die Übertragungsspektren von intra-on-chip drahtlosen CHPIC unter der Annahme, dass sich der gerade Zweig des Leistungsteilers im AUS-Zustand befindet \(\left( {\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}} \right)\ ) sind in Abb. 20c dargestellt. Es ist offensichtlich, dass das Graphen im mittleren Zweig des Leistungsteilers erhebliche angeregte Energie bei 193,5 THz absorbiert. Daher verringert sich die Menge der Sendeleistung vom Leistungsteiler zum Ausgangsport P1 um etwa −38,4 dB bei 193,5 THz. Mit anderen Worten: Diese gewünschte optische Frequenz wird am Ausgangsport des mittleren Zweigs gefiltert. Außerdem zeigt das Reflexionsspektrum eine gut angepasste und ausgewogene Impedanzanpassung im vorgeschlagenen CHPIC und seine Bandbreite mit der drahtlosen Intra-On-Chip-Übertragungsverbindung beträgt 40 THz. Die Untersuchung des Übertragungsspektrums des HPW-basierten PSB zeigt, dass nur weniger als – 35 dB (3 %) der Leistung in den Ausgangsanschluss von Pf übertragen werden und mehr als 97 % der gekoppelten Leistung in das HPW übertragen werden, das den Nano anregt -Antenne. Es ist wichtig zu erwähnen, dass der Anregungszweig des HPW-basierten PSB durch den TE-Modus stimuliert wird und der gekoppelte Modus im parallelen HPW-basierten Zweig der TM-Modus ist, der in der Schicht mit dem niedrigen Brechungsindex konzentriert ist, um ihn anzuregen BHKW. Die elektrische Feldverteilung der Struktur von Abb. 20a bei 193,5 THz ist in Abb. 21 dargestellt.

Schematische 3D-Ansicht des vorgeschlagenen CHPIC, das an die drahtlose Übertragungsstrecke angeschlossen ist, und seiner Übertragungsspektren für Ausgangsports. (a,c) Intra und (b,d) inter auf dem Chip, angeregt durch PBS, das mit der Nanoantenne des Senders verbunden ist.

Elektrische Feldverteilung des drahtlosen Intra-On-Chip-CHPIC bei 193,5 THz, wenn \(\mu_{c2} = 0,51\;{\text{eV}}\).

Abbildung 20d zeigt die Übertragungsspektren des vorgeschlagenen CHPIC, das aus einer drahtlosen Übertragungsverbindung auf dem Chip besteht. In dem in Abb. 20b gezeigten vorgeschlagenen CHPIC ist der mittlere Zweig des Leistungsteilers mit der Nanoantenne des Senders verbunden, um Daten von der drahtlosen Intra-On-Chip-Verbindung an verschiedene Schichten des optischen Schaltkreises zu übertragen. Der Gewinn und die Richtwirkung der Nanoantenne des Senders betragen 5,69 dB bzw. 6,25 dBi bei 193,5 THz. Durch den Vergleich der Übertragungsspektren des Sensors und des Kopplers basierend auf Abb. 20c, d wurden ihre Funktionalitäten durch die Nutzung der Idee, die drahtlose Intra-On-Chip-Verbindung vorzuschlagen, nicht verändert.

Zusammenfassend wurden verschiedene Konfigurationen von CHPIC mit der Fähigkeit zur Realisierung einer drahtlosen Intra-/Inter-On-Chip-Übertragungsverbindung bei der Telekommunikationsfrequenz von 193,5 THz vorgeschlagen, die aus CMOS-kompatiblen, HPW-basierten unverzichtbaren Komponenten einer Nanoantenne und einem Leistungsteiler bestehen , Sensor, Filter und Polarisationsstrahlteiler. Der umschaltbare Leistungsteiler wurde unter Verwendung des mehrschichtigen Graphens basierend auf den erstaunlichen Eigenschaften von Graphen als Epsilon-nahe-Null- und absorbierendes/transparentes Material erreicht. Die Eigenschaften jedes einzelnen vorgeschlagenen Geräts wurden vollständig auf der Grundlage der FEM untersucht. HPW-basierte Komponenten sind für On-Chip-Anwendungen sehr vielversprechend, da sie effizient funktionieren, während sie in einen einzelnen Chip integriert sind. Diese Studie könnte als Inspiration für zukünftige nanoskalige On-Chip-Geräte dienen, die mit EBL- und Lift-off-Fertigungstechniken kompatibel sind.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Die Autoren danken der Iran National Science Foundation (INSF) unter der Fördernummer 98019891 für die finanzielle Unterstützung dieses Projekts.

Fakultät für Elektrotechnik, Technische Universität Shiraz, Shiraz, Iran

Maryam Khodadadi, Seyyed Mohammad Mehdi Moshiri und Najmeh Nozhat

5G- und 6G-Innovationszentren (5GIC und 6GIC), Institut für Kommunikationssysteme (ICS), University of Surrey, Guildford, Großbritannien

Mohsen Khalily

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MK, NN, SMMM und MK entwickelten und konzipierten die Ideen für diese Arbeit. NN und MK hatten bei dieser Forschung eine umfassendere Aufsichtsrolle. NN und MK boten Anleitung und Aufsicht, um sicherzustellen, dass die Forschung auf strenge und ethische Weise durchgeführt wurde. NN und MK halfen auch dabei, die Forschungsfrage zu identifizieren, die Studie zu entwerfen, die Daten zu analysieren und die Arbeit zu schreiben. MK und SMMM führten die FEM-Simulationen durch und analysierten das Verhalten der Struktur. MK hat den Aufsatz geschrieben. Alle Autoren trugen zur Überarbeitung des Papiers bei, beteiligten sich an den Ergebnisdiskussionen und gaben die endgültige Freigabe des Papiers zur Einreichung.

Korrespondenz mit Najmeh Nozhat.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Khodadadi, M., Moshiri, SMM, Nozhat, N. et al. Steuerbarer hybrider plasmonischer integrierter Schaltkreis. Sci Rep 13, 9983 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-37228-4

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Eingegangen: 04. Mai 2023

Angenommen: 18. Juni 2023

Veröffentlicht: 20. Juni 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-37228-4

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